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1、(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 6.5(22)申请日 2013.06.04H02M 5/458(2006.01)H02M 7/48(2007.01)(71)申请人东芝三菱电机产业系统株式会社地址日本东京(72)发明人地道拓志 东圣 小柳公之中村利孝 下村弥寿仁 加藤义人(74)专利代理机构上海专利商标事务所有限公司 31100代理人金红莲(54) 发明名称功率转换装置(57) 摘要功率转换装置包括：变压器(20n)，该变压器(20n)包括一次绕组和二次绕组，该一次绕组与输入端子(R、S、T)相连接，该二次绕组由多个相互绝缘的单相开式绕组构成；多个转
2、换器单元(30Xn)，该多个转换器单元(30Xn)与变压器(20n)的二次绕组相连接；以及控制电路(601)，该控制电路(601)对开关元件的导通/断开进行控制。转换器单元(30Xn)包括具备开关元件的整流器(3a)和逆变器(3b)，输入端通过与各单相开式绕组相连接，从而经由变压器(20n)相对于各相的输入端子(R、S、T)相互并联连接，输出端相对于各相的输出端(U、V、W)相互串联连接，进行三电平以上的电压转换。(85)PCT国际申请进入国家阶段日2014.08.12(86)PCT国际申请的申请数据PCT/JP2013/065429 2013.06.04(87)PCT国际申请的公布数据WO2
3、014/196013 JA 2014.12.11(51)Int.Cl.(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)发明专利申请权利要求书2页 说明书11页 附图17页(10)申请公布号 CN 104380586 A(43)申请公布日 2015.02.25CN 104380586 A1/2页21.一种功率转换装置，该功率转换装置在多相交流的输入端子与多相交流的输出端子之间进行功率转换，其特征在于，包括：变压装置，该变压装置包括一次绕组和二次绕组，其中，该一次绕组与所述输入端子相连接，该二次绕组由相互绝缘的多个单相开式绕组构成；多个转换器单元，该多个转换器单元包括开关元件，该转换器单元的输入端与各
4、所述单相开式绕组相连接，输出端相互串联并且与各相的所述输出端子相连接，以进行单相交流/单相交流的转换；以及控制电路，该控制电路对所述开关元件的导通/断开进行控制，各所述转换器单元包括：电容器串联体；将来自所述输入端的单相交流电压转换成三电平以上的直流电压并输出至所述电容器串联体的整流器；以及将来自所述电容器串联体的直流电压转换成单相交流电压并输出至所述输出端的逆变器。2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，所述控制电路包括母线电压控制部，该母线电压控制部对设定直流母线电压的母线电压指令值进行控制，该直流母线电压是各所述转换器单元的所述电容器串联体的电压。3.如权利要求2所述的功率转换装
5、置，其特征在于，所述母线电压控制部包括平均电压控制部，该平均电压控制部对连接所述输出端子的互不相同的相的所述转换器单元的所述直流母线电压的平均值进行控制，该平均电压控制部对所述变压装置的一次绕组的输入电流有功分量进行控制，使得所述平均值成为所述母线所述的功率转换装置，其特征在于，所述母线电压控制部包括相间平衡控制部，该相间平衡控制部使连接所述输出端子的互不相同的相的所述转换器单元的所述直流母线电压平衡，该相间平衡控制部对所述转换器单元的逆变器的电压指令值进行控制，以对多个所述直流母线电压进行平衡使其相互均匀。5.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，所述母线、压控制部包括相内平衡控制部，该相内平衡控制部使在所述输出端子的各相分别串联连接的多台所述转换器单元的所述直流母线电压平衡，该相内平衡控制部对多台所述转换器单元的逆变器的电压指令值进行控制，以对多个所述直流母线电压进行平衡使其相互均匀。6.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，所述电容器串联体由相互串联连接的正极侧电容器与负极侧电容器构成，所述转换器单元的所述直流母线电压由施加于所述正极侧电容器的正极侧直流母线电压和施加于所述负极侧电容器的负极侧直流母线电压构成，所述母线电压控制部包括单元内平衡控制部，该单元内平衡控制部在各所述转换器单元中，使所述正极侧直流母线电压与所述负极侧直流母线、平衡，该单元内平衡控制部对提供给构成所述整流器及所述逆变器中的至少一方的所述开关元件的电压指令值进行控制，以对所述正极侧直流母线电压与所述负极侧直流母线电压进行平衡使其相互均匀。7.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，所述控制电路使构成多台所述转换器单元的所述整流器及所述逆变器中的至少一方权 利 要 求 书CN 104380586 A2/2页3的所述开关元件在所述多台所述转换器单元中的开关时刻相互移位，以降低输入至所述输入端子的输入电流及来自所述输出端子的输出电压中的至少一方中所包含的高次谐波分量，多台所述转换器单元在所述输出端子的各相分别相互串联连接。8.如权利要求7所述
8、的功率转换装置，其特征在于，所述控制电路包括调制部，该调制部使用载波信号来进行PWM控制，所述调制部通过在所述多台所述转换器单元中使所述载波信号的相位相互移位，从而在所述多台所述转换器单元中使所述开关元件的开关时刻相互移位。9.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，所述变压装置由多台变压器构成，该多台变压器的各个所述一次绕组与所述输入端子相互并联连接。10.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，所述变压装置由一台变压器构成，该变压器相对于一个相的所述一次绕组具有多个所述二次绕组。11.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，所述输入端子的多相
9、交流与所述输出端子的多相交流的相数相互相同，其输出端相互串联并与所述输出端子相连接的多台所述转换器单元的所述输入端经由所述变压装置与所述输入端子相互并联连接，该输入端子与该输出端所连接的所述输出端子的相为同相。12.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，所述多相交流为三相交流，所述变压装置的一次绕组为三相的星形联接。13.如权利要求12所述的功率转换装置，其特征在于，所述变压装置的铁心由4脚以上的铁心来构成。14.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，将包含构成各所述转换器单元的所述整流器及所述逆变器中的至少一方的所述开关元件及二极管的一组半导体元件收纳于一
10、个模块中来构成。15.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，构成各所述转换器单元的所述整流器及所述逆变器中的至少一方的所述开关元件及二极管中的至少一方由带隙比硅宽的宽带隙半导体材料形成。16.如权利要求15所述的功率转换装置，其特征在于，所述宽带隙半导体材料是碳化硅、氮化镓类材料、或金刚石。权 利 要 求 书CN 104380586 A1/11页4功率转换装置技术领域0001 本发明涉及将交流功率转换成交流功率的功率转换装置，例如涉及应用于可变速地驱动电动机的装置的功率转换装置。背景技术0002 图17表示现有的第一功率转换装置的电路结构的一个示例。图17的功率转换装置以向与
11、输出端子相连接的电动机输出高压的输出电压为目的，具有各交流端子串联连接的多台单相转换器。以向上述多台单相转换器供电为目的，利用具有多个线圈的变压器和多台二极管整流器生成相互绝缘的多个直流电源，并分别与上述单相转换器的直流部相连接。此外，以抑制输入侧的高次谐波电流为目的，上述变压器成为具有彼此相位产生偏移的多个绕阻311的变压器(移相变压器)(例如参照专利文献1)。0003 另一方面，图18表示现有的第二功率转换装置的电路结构的一个示例。图18的功率转换装置使用具有共用的直流电压的多台三相转换器和三相变压器并进行多路复用，具有将变压器的二次绕阻作为开式绕组而串联连接的电路结构(例如参照专利文献2
12、)。0004 并且，图19表示现有的第三功率转换装置的电路结构的一个示例。图19的功率转换装置中，单相变压器的一次侧与其它的单相变压器多路串联连接，其端末与输入端子相连接，上述单相变压器的二次侧绕组分别与图20所示的具有单相全桥的整流器/逆变器的转换器单元相连接，该单相全桥的整流器/逆变器由能输出双电平的电压的支路构成。逆变器的交流端子与其它逆变器的交流端子多路串联连接(例如参照专利文献3)。现有技术文献专利文献0005 专利文献1：美国专利第5,625,545号公报(图1)专利文献2：日本专利第3019655号公报(图1)专利文献3：日本专利特开号公报(图1、图2)发明
13、内容发明所要解决的技术问题0006 图17的第一功率转换装置中，为了抑制输入侧的高次谐波电流，需要具备相位相互偏移的多个绕组的变压器(移相变压器)。这种变压器结构复杂，因此存在大型、高成本的问题。此外，还具有以下缺点：即、因二极管整流器而导致功率流被限制在一个方向。0007 在图18的第二功率转换装置中，由于在输出侧使用变压器，因此设想当输出侧与电动机等需要电压变化的负载相连接时，由于担心变压器的磁饱和而运行会受到限制。具体而言，认为功率转换装置无法输出低频率的电压。此外，为了生成共用的直流电源，探讨使用二极管整流器、开关元件的自换流式整流器(self-commutated converter
14、)等结构，但在由高压电源生成直流电源时，设想会具有如下问题：需要追加变压器，特别是为了降低高次谐波而需要移相变压器。说 明 书CN 104380586 A2/11页50008 并且，在图19的第三功率转换装置中，使用自换流式的整流器，因此能具有双向的功率流，但由于使用单相变压器，因此变压器的台数增多。此外，直接串联连接单相变压器，因此在整流器不输出电压的情况下，无法对变压器的一次侧电压进行适当分压。专利文献3中也具有使用5脚铁心的三相变压器来取代单相变压器的记载。但是，即使使用5脚铁心，由于没有实施绕组的第四只脚及第五只脚的铁心截面积是有限的，因此若不考虑磁饱和来进行控制，则可能会产生磁饱和。
15、防止磁饱和，并同时控制输入电流、输出电压、各转换器单元的直流母线电压的方法并非是已知的，因此担心其可靠性。并且，使用能向转换器单元输出双电平电压的支路，因此具有每一个单元的输出电压较小，转换器单元的台数、变压器的台数增多的缺点。0009 本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种功率转换装置，该功率转换装置无需结构复杂的移相变压器，能抑制变压器台数的增加并能进行再生动作，且其可靠性较高、小型、轻量、低成本。解决技术问题所采用的技术方案0010 本发明所涉及的功率转换装置是在多相交流的输入端子与多相交流的输出端子之间进行功率转换的功率转换装置，包括：变压装置，该变压装置包括一次绕组和二
16、次绕组，其中，该一次绕组与所述输入端子相连接，该二次绕组由相互绝缘的多个单相开式绕组构成；多个转换器单元，该多个转换器单元包括开关元件，其输入端与各所述单相开式绕组相连接，输出端相互串联并与各相的所述输出端子相连接，以进行单相交流/单相交流的转换；以及控制电路，该控制电路对所述开关元件的导通/断开进行控制。然后，各所述转换器单元包括：电容器串联体；将来自所述输入端的单相交流电压转换成三电平以上的直流电压并输出至所述电容器串联体的整流器；以及将来自所述电容器串联体的直流电压转换成单相交流电压并输出至所述输出端的逆变器。发明效果0011 本发明所涉及的功率转换装置如上所述那样构成，因能以简便轻量的
17、结构构成变压装置。此外，转换器单元能改善电压波形，并能实现高电压规格，因此，能在抑制高次谐波分量的产生的同时，降低所需的台数，从而能实现小型、轻量、低成本的功率转换装置。附图说明0012 图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的主要电路结构的电路图。图2是表示实施方式1的变压器的绕组结构的图。图3是表示实施方式1的转换器单元的主要电路结构的图。图4是对实施方式1的控制电路的内部结构进行说明的图。图5是表示实施方式1的控制电路内的输入电流控制部的框图。图6是表示实施方式1的控制电路内的输出电压控制部的框图。图7是表示实施方式1的控制电路内的平均电压控制部的框图。图8是表示实施方式1的控制电路
18、内的相间平衡控制部的框图。图9是表示实施方式1的控制电路内的相内平衡控制部的框图。图10是表示实施方式1的控制电路内的单元内平衡控制部的框图。图11是表示实施方式1的控制电路内的调制部的框图。说 明 书CN 104380586 A3/11页6图12是对实施方式1的整流器一侧的PWM控制器的动作进行说明的时序图。图13是对实施方式1的逆变器一侧的PWM控制器的动作进行说明的时序图。图14是对实施方式1的PWM控制器所使用的三角波载波的相位关系进行说明的时序图。图15是表示本发明的实施方式2的功率转换装置的主要电路结构的电路图。图16是表示实施方式2中的变压器的绕组结构的图。图17是表示现有的第一
19、功率转换装置的电路结构的一个示例的电路图。图18是表示现有的第二功率转换装置的电路结构的一个示例的电路图。图19是表示现有的第三功率转换装置的电路结构的一个示例的电路图。图20是表示现有的第三功率转换装置的转换器单元的电路图。具体实施方式0013 实施方式1.图1示出本发明的实施方式1的功率转换装置的主要电路结构的一个示例。图1示出功率转换装置的输入端子R、S、T与三相电压源101相连，输出端子U、V、W与三相电动机401相连的示例。即，图1示出将本发明的功率转换装置应用为电动机驱动装置的示例。0014 本发明的实施方式1的功率转换装置的主电路包括：由多个变压器20n(n1，2，3，)构成的变
20、压装置、以及多个转换器单元30Xn(XU，V，W，、n1，2，3，)。本发明中，施加于输入端子、输出端子的多相交流并不限于三相。也能将本申请发明应用于例如包括3台二相/二相的变压器和6台转换器单元，并将来自输入端子的二相交流转换成三相交流并从输出端子输出的装置。此外，转换器单元的串联数n也不限于3。本实施方式1的图1的示例中，电压源101、电动机401均为三相交流，使用3台变压器201、202、203和每一相3台、合计9台转换器单元30U1、30U2、30U3、30V1、30V2、30V3、30W1、30W2、30W3，以该示例进行以下说明。此外，包括控制电路601，该控制电路601对功率转换
21、装置内的开关元件的导通/断开进行控制。0015 图2(a)是表示变压器20n的绕组结构的一个示例的图，其详细结构如图2(b)所示。变压器20n的一次绕组具有三相的星形联接(Y联接)的绕组结构，各端子与功率转换装置的输入端子R、S、T相连接。一次绕组可以使用三角形联接(联接)，在施加于变压器20n的二次绕组的电压总和不为零的情况下，三角形联接内有循环电流流动，损耗增大。由此，优选为一次绕组为星形联接。0016 二次绕组为多个相互绝缘的单相开式绕组。一次侧的端子R、S、T与星形联接的中性点N之间的电压，即、与R-N间、S-N间、T-N间的电压相对应且依赖于匝数比的电压在二次绕组中的Rs-Na间、S
22、s-Nb间、Ts-Nc间产生。由于二次绕组是开式绕组，因此每一个二次绕组中生成一个绝缘的电压源。因此，无需如图17所示的现有的第一功率转换装置那样，为了生成一个绝缘电压源而需要3个以上的二次绕组。0017 另外，以实现后述的输入电流控制部610为目的，一次绕组与二次绕组合计的漏电感优选设计为具有5以上的阻抗。电流的控制性主要与阻抗(转换器单元30Xn的输出侧的电感分量)及开关频率相关，双方均较大时控制性较高。即，阻抗成为决定电流的控制性的重要因素。一般而言，说 明 书CN 104380586 A4/11页7若考虑作为目标的电压等级/容量带(6.6kV、1MVA等)，则开关频率被一定程度限制，因
23、此阻抗在510左右较为恰当。0018 此外，变压器20n的铁心使用三脚以上的铁心。在三脚铁心的脚上分别卷绕有绕组的情况下，当各绕组的合计电压不为零时，可能会引起磁饱和。因此，优选使用四脚或五脚铁心。但，追加的脚(第四只脚或第五只脚)的有效截面积是有限的，因此为了不引起后述的控制电路601中的磁饱和，需要进行控制。0019 图3(a)所示的转换器单元30Xn的主电路的详细结构在图3(b)中示出。转换器单元30Xn包括具有能输出三电平以上的电压的支路的单相全桥的整流器3a和逆变器3b，进行单相交流/单相交流的转换。整流器3a的直流端子与逆变器3b的直流端子分别与电容器串联体CP-CN相连。在图3所
24、示的转换器单元30Xn的示例以二极管钳位形三电平转换器的电路为基本，该二极管钳位形三电平转换器的电路中，串联连接分别与回流二极管FD反向并联连接的4个开关元件SW，并利用钳位二极管CD与中性点相连接。0020 该二极管钳位形三电平转换器使用4个支路。4个支路内，2个支路作为整流器3a来动作。转换器单元30Xn的输入端即整流器3a的交流端子IN1及IN2与变压器20n的二次侧的一个绕组、例如图2的单相开式绕组的两端Rs、Na相连接。因此，转换器单元30Xn的输入端经由变压器20n相对于各相的输入端子相互并联连接。例如，转换器单元30U1、30U2、30U3的输入端经由变压器201、202、203
25、与R相的输入端子相互并联连接。0021 其它的2个支路作为逆变器3b进行动作。转换器单元30Xn的输出端即逆变器3b的输出端子OUT1及OUT2与同相的其它转换器单元30Xn的输出端子串联连接，三相进行星形联接，并且各相与功率转换装置的各输出端子U、V、W相连接。因此，转换器单元30Xn的输出端与各相的输出端子相互串联连接。例如，转换器单元30U1、30U2、30U3的输出端相互串联连接，并与U相的输出端子串联连接。然后，该相互串联连接的转换器单元30Xn的输出端(逆变器3b一侧)连接的输出端子的相与该转换器单元30Xn的输入端(整流器3a一侧)连接的输入端子的相为同相。即，输入侧的R相与输出
26、侧的U相为同相，输入侧的S相与输出侧的V相为同相，输入侧的T相与输出侧的W相为同相。0022 支路的两端连接至正极侧电容器CP与负极侧电容器CN的串联体即电容器串联体CP-CN。以下，将施加于该电容器串联体CP-CN两端的电压定义为直流母线电压，施加于正极侧电容器CP的电压定义为正极侧直流母线电压，施加于负极侧电容器CN的电压定义为负极侧直流母线 本发明的功率转换装置具有如上所述的电路结构，因此具有以下优点。由于使用了作为自换流式转换器的转换器单元30Xn，因此对整流器3a一侧的开关元件SW的导通/断开进行控制，从而能抑制输入侧的高次谐波电流。因此，无需结构复杂、大型、高成本的移
27、相变压器。此外，由于在变压器20n的二次绕组中使用单相开式绕组，因此能以较少的绕组数确保较多的相互绝缘的电压源。并且，转换器单元30Xn中使用能输出三电平的电压的支路来力图实现高电压化，因此能削减单元数，并且也能使变压器20n的二次绕组个数减少。0024 尤其，通过使用能输出三电平的电压的支路，与使用能输出双电平的电压的支路的情况相比，具有能将转换器单元30Xn的个数减至一半的优点。将转换器单元30Xn的个说 明 书CN 104380586 A5/11页8数减至一半是指所需的绝缘电源的个数变成一半，因此变压器20n的绕组的个数也能减至一半。并且，由于使用能输出三电平的电压的支路，因此所输出的电
28、压或者电流的高次谐波分量也降低。该高次谐波分量的降低进一步给本发明的电路结构带来优点。该优点是通过降低施加于变压器20n的高次谐波电压、流过的高次谐波电流，降低了变压器20n的损耗。由此，能进一步使变压器20n轻量化、小型化，对节能做出贡献。0025 此外，近年来，出现了将包含能输出三电平的电压的支路、即由4个开关元件SW、回流二极管FD及2个钳位二极管CD构成的支路的一组半导体元件收纳于一个模块中的情况。因此，即使采用能输出三电平的电压的支路，也能使一个转换器单元30Xn与输出双电平的转换器单元的尺寸差较小。即，能与转换器单元30Xn的个数减少量相应地降低功率转换装置整体的体积、重量、成本。
29、0026 接着，对控制电路601进行说明。控制电路601的主要目的在于以下三点：使流过输入端子的电流接近理想的正弦波电流(降低高次谐波)；将电动机401控制在所希望的转速或者转矩；以及将转换器单元30Xn的直流母线电压控制在适当的值以防止半导体元件的过电压破坏。然后，控制电路601使用流过功率转换装置的输入端子的电流、或者流过转换器单元30Xn的电流、功率转换装置的输入端子的电压、转换器单元30Xn的直流母线电压(正极侧直流母线电压、负极侧直流母线电压、双方的合计电压这三个电压)等的检测值，最终导出对转换器单元30Xn的开关元件SW的导通/断开进行控制的选通信号。0027 控制电路601的内部
30、结构如图4所示。控制电路601包括输入电流控制部610、输出电压控制部620、母线这四个控制部，母线、单元内平衡控制部634。0028 输入电流控制部610的处理反映到整流器3a一侧的控制，输出电压控制部620的处理反映到逆变器3b一侧的控制。在母线a一侧的控制，相间平衡控制部632的处理反映到逆变器3b一侧的控制，相内平衡控制部633的处理反映到逆变器3b一侧的控制。此外，单元内平衡控制部634的处理反映到整流器3a一
31、侧以及逆变器3b一侧这双方的控制，或者其中的任一方的控制。调制部640的处理最终反映到整流器3a一侧以及逆变器3b一侧的开关元件SW的控制。0029 在对控制电路601进行详细说明之前，对各变量进行定义。首先，将输入端子R、S、T的电压(电源电压)设为Vr、Vs、Vt，将流过输入端子R、S、T的电流设为Ir、Is、It。将流过变压器20n的二次侧的电流设为IRsn、ISsn、ITsn。另外，n对应于变压器201、202、203的顺序，设为n1、2、3。将转换器单元30Xn的直流母线电压设为VdcXn。X是U、V、W的某一个，n是1、2、3的某一个。0030 此外，将转换器单元30Xn的整流器3
32、a一侧的电压指令值设为VCXn*，其中，将提供给向正极侧的交流端子IN1输出电压的支路(下面称为正极侧支路)的开关元件SW的电压指令值设为VCXnP*，将提供给向交流端子IN2输出电压的支路(下面称为负极侧支路)的开关元件SW的电压指令值设为VCXnN*(参照图3(b)。同样，将逆变器3b一侧的电压指令值设为VIXn*，其中，将提供给正极侧支路的开关元件SW的电压指令值设为VIXnP*，将提供给负极侧支路的开关元件SW的电压指令值设为VIXnN*。0031 表示输入电流控制部610的一个示例的控制框图如图5所示。输入电流控制部说 明 书CN 104380586 A6/11页9610的主要目的在
33、于，使流过输入端子R、S、T、或者变压器20n的二次侧的电流IRsn、ISsn、ITsn跟踪电流指令值。输入电流控制部610将与一台变压器20n相连接的3台转换器单元30Xn作为一组，与其它组独立地进行控制。0032 首先，检测出转换器单元30Xn的输入电流IRsn、ISsn、ITsn。dq转换器51对这些检测值使用电源相位并实施dq转换，从而导出d轴电流Idn与q轴电流Iqn。另外，假设电源电压三相平衡时，d轴电流相当于无功电流(无功电力)，q轴电流相当于有功电流(有功电力)的情况，并进行以下说明。对获取到的dq轴电流Idn、Idq与各自的电流指令值Idn*、Iqn*之间的偏差进行计算，并提
34、供给各控制器Gc(s)。控制器Gc(s)中能应用PI控制等，进行运算使得偏差成为0。此处，Idn*是相当于无功电流的指令值，因此为了使功率因数大致成为1，设为Idn*0、Iqn*相当于有功电流，因此利用后述的平均电压控制部631来导出。0033 另一方面，电源电压Vr、Vs、Vt在由dq转换器52进行转换后，乘上变压器20n的匝数比TR，从而获得电源电压的d轴电压Vds与q轴电压Vqs。然后，控制器Gc(s)的输出中，作为前馈量考虑电源电压的d轴电压Vds与q轴电压Vqs。其结果是，通过反向dq转换器53进行反向dq转换，从而获得转换器单元30Xn的整流器3a一侧的电压指令值VCUn*、VCV
35、n*、VCWn*。另外，整流器3a一侧连接变压器20n，因此以防止磁饱和为目的，需要不输出零相电压。或者，也可以进行控制使得根据输入电流IRsn、ISsn、ITsn的总和导出的零相电流为零，从而防止磁饱和。0034 上述是一个示例，也可以将不会与d轴、q轴的电流发生干扰的非干扰电流控制等已知方法进行组合。此外，也可以使用PQ转换而非dq转换，更为严格地对有功功率P和无功功率Q进行区分与控制。0035 接着，表示输出电压控制部620的一个示例的控制框图如图6所示。图6中，通过使用已知的电动机控制技术(例如、V/f恒定控制、矢量控制、直接转矩控制等)的指令值生成部61来获得各相的逆变器3b一侧合计
36、的电压指令值VIU*、VIV*、VIW*。并且，对这些电压指令值加上3倍的输出频率的零相电压分量Vz*，来提高电压利用率。该方式本身是已知的，因此省略细节，是加上共用的零相电压Vz*以使逆变器3b一侧各相的波峰值部分的振幅变小的方式。通过该加法，电压波形产生失真，但波形失真的原因是零相电压，因此在以三相三线提供给负载时，作为电压向负载仅提供去除了该失真波形后的完美的正弦波。0036 另外，在整流器3a一侧不应用该方式。其理由是，整流器3a一侧连接变压器20n，因此若加上零相电压并进行输出，则在变压器20n中会产生三相合计不为零的磁通，需要增加变压器20n的第四只脚、第五只脚的铁心，因此较为不利
37、。0037 之后，输出电压控制部620将由后述的相间平衡控制部632所决定的零相电压指令值Vzb*与电压指令值相加，并将相加后的值除以每一相的单元台数(3)，来作为逆变器3b一侧的每一个单元的电压指令值的假设值输出VIU*、VIV*、VIW*。0038 母线、单元内平衡控制部634这四个控制部631634将各转换器单元30Xn的直流母线的一个示例的控制框图如图7所示。在平均电压控制部说 明 书CN 104380586 A7/11页10631中，在平均值计算器
38、71中运算与一台变压器20n相连接的三台转换器单元30Xn的直流母线电压VdcUn、VdcVn、VdcWn的平均值，即U、V、W三相的平均值VdcAVGn。然后，决定相当于变压器20n的一次绕组的输入电流有功分量的q轴电流指令值Iqn*，以使平均值VdcAVGn跟踪规定的母线电压指令值Vdc*。具体而言，计算VdcAVGn与Vdc*的偏差，并计算提供给控制器Gv(s)的Iqn*。控制器Gv(s)能利用PI控制器等。Iqn*是相当于有功功率的电流，因此能使VdcAVGn跟踪Vdc*。另外，如上所述，在输入电流控制部610中使用PQ转换的情况下，对有功功率的指令值P*进行调整。0040 关于转换器
39、单元30Xn的连接，在逆变器3b一侧串联连接的转换器单元30Xn彼此在整流器3a一侧经由变压器20n并联连接，这些相互串联、并联连接的转换器单元30Xn彼此均与同相相连接。然后，平均电压控制部631将与一台变压器20n相连接的三台转换器单元30Xn作为一组进行控制。其结果是，在求取直流母线电压的平均值VdcAVGn的情况下，各个直流母线电压中产生的电压振动被消除。0041 一般而言，在输出单相电压的情况下，输出电压以其2倍的频率进行振动。由此，直流母线倍的频率进行振动。三台转换器单元30Xn的直流母线电压VdcUn、VdcVn、VdcWn各自的振动相位每个相差120，因此在三相的平均
40、值VdcAVGn中被消除，2倍频率的振动分量变成零。因此，能更容易地实现平均电压控制部631。0042 接着，表示相间平衡控制部632的一个示例的控制框图如图8所示。相间平衡控制部632通过对与各相的逆变器3b一侧的电压指令值重叠的零相电压Vzb*进行调整(参照图6)，从而对各相的直流母线电压的平均电压VdcUAVG(VdcU1VdcU3的平均值)、VdcVAVG(VdcV1VdcV3的平均值)、VdcWAVG(VdcW1VdcW3的平均值)进行平衡，使其相互均匀。0043 具体而言，利用各计算器81计算各相的平均电压VdcUAVG、VdcVAVG、VdcWAVG，并且利用计算器82计算整体的
41、平均电压VdcAVG。然后，分别计算各相的平均电压VdcUAVG、VdcVAVG、VdcWAVG和整体的平均电压VdcAVG之间的偏差，然后经由LPF(低通滤波器)提供给控制器Gp(s)。在各相中计算控制器Gp(s)的输出与逆变器3b一侧的电压指令值VIU*、VIV*、VIW*的乘积，对其结果进行合计，从而获得零相电压指令值Vzb*。实施LPF所进行的处理的理由在于，如上所述，是为了去除直流母线电压中产生的输出频率的2倍频率分量。另外，控制器Gp(s)能利用PI控制器等。0044 若进行上述控制，则在电动机动力运行时，直流母线电压的平均值降低的相的电压变小，因此该相的输出功率变小，该相的直流母
42、线电压恢复。其结果是，所有相的母线电压平均值得到平衡。另外，在电动机再生时，能通过使控制器Gp(s)的极性反转来应对。0045 接着，表示相内平衡控制部633的一个示例的控制框图如图9所示。相内平衡控制部633通过对相内的逆变器3b的输出电压分担进行调整，从而对相内的直流母线电压进行平衡，使其相互均匀。具体而言，分别计算相内的各直流母线与相内的母线电压平均值VdcXAVG之间的偏差，并且将其提供给控制器Gb(s)。其结果是，该偏差相当于输出电压分担的调整比率，通过与输出电压控制部620中假设的电压指令值VIX*(参照图6)相乘，导出调整幅度。将该调整幅度与VIX*相加，从而导出最终的电压指令值VIX1*、VIX2*、VIX3*。说 明 书CN 104380586 A10
